А дизајн за 40W широкопојасен VHF RF моќ засилувач за ФМ емитува

Вовед

Она што овој дизајн е за

За да се зголеми излезната моќност на возбудувачите на бендот со мала моќност FM, голем број од нив се достапни комерцијално, и како комплети и готови. Погледнете Како да се биде Заедница Радио станица за линкови до осврти на некои од популарните ексцитанси.

Кој е овој дизајн за?

• Оние кои се запознаени со RF електронски и механички градежни техники
• Оние кои веќе успешно конструираа и тестираа засилувачи на моќност VHF (> 10W)

За повикување, видете Вовед во заедница радио станица Електроника

Следниве тест опрема ќе биде потребно да се вклучите засилувач:

• Стабилизиран тековната ограничен снабдување со електрична енергија (+ 28V, 3A)
• Мултиметри, со 3A или поголема сегашниот опсег
• 50W VHF Лажна транспорт
• RF моќност Meter
• ФМ exciter, со прибл. 26 - 27 dBm излезна моќ
• RF спектар анализатор
• RF мрежа анализатор или на спектарот анализатор со следење на генератор
• RF моќ атенуатор

Овој дизајн е НЕ погоден за почетници и почетници на VHF RF. Овие луѓе ги ризикуваат следниве ризици:

• Термо и RF изгореници
• Електричен
• Уништување на скапи RF компоненти и опрема за тестирање
• Несакани невистинита RF зрачење, што резултира со мешање со други корисници на електромагнетниот спектар, со што се ризикува посета од државата, а последователно ризикот од опремата конфискација, парични казни, а можеби и затвор.
• А голема доза на стрес и фрустрација.

Зошто овој дизајн е потребно

Верувам дека квалитетот на огромното мнозинство на шеми и дизајни за опрема за емитување ФМ достапна на Интернет не е задоволителен. Погледнете го мојот совети за градење од плановите на интернет. Особено, информациите достапни на засилувачите на напојување VHF RF се уште поочајни, на пример, дизајни со употреба на диносауруси на уреди како што е TP9380. Овој дизајн се базира на нов уред MOSFET, со придружните предности на

• висока добивка
• висока ефикасност
• леснотија на подесување

Со оглед на тоа што повеќето дизајни на мрежата се стари над 10 години, користењето на неодамна претставен уред треба да го зголеми корисниот век на дизајнот. Овој дизајн го користам и како возило за да демонстрирам количина на информации потребни за трета страна кои не се опремени со вештини за читање ум за успешно градење на овој засилувач. Поентата е ова: ако некое лице е доволно квалификувано и искусно да изгради нешто од оскудни информации за дизајнот, на пример, само шематски, тие се исто толку способни да ги градат од никаква информација. И обратно, за лице кое не е на тоа ниво на вештина и искуство, ќе бидат потребни детални упатства за да успее.

---

Дизајн постапка

На засилувач дизајн се базира на неодамна претстави (1998) Моторола MRF171A MOSFET (MRF171A податоци лист in PDF формат).Не се збуни ова со постарите, сега се прекине, MRF171 уред.  Јануари 2002 - Моторола промени својот RF моќ уред портфолио на производи повеќе oftern од некои луѓе ја менуваат нивната underparts. Тоа изгледа како Моторола истовари овој уред на за М / А-Ком.

Компјутерска симулација

Првичната изводливост беше извршена со употреба на линеарен пакет симулација на RF и микробранова печка, поточно Supercompact. Користената верзија беше 6.0, што искрено, го сметам за софтвер кој е сиромашен со моча и не препорачувам воопшто. За овој уред, Motorola обезбеди S параметри и големи сигнални импеданси на единечна завршница. S-параметрите се мерат на 0.5 A струја на одвод на мирување, што претставува чекор напред во карактеризацијата на уредот, бидејќи традиционално S-параметрите имаат тенденција да се мерат при доста ниски струи на одвод. Иако ова е задоволително за уредите со мал сигнал, употребата на S параметри измерени при мали струи на одвод е ограничена за дизајнирање на засилувачот на моќноста. 

Додека информациите за параметарот S измерени на 0.5 А можеа да дадат корисна почетна точка за дизајнот, јас избрав да го засновам дизајнот на единечни завршени импеданси на голем сигнал. Овие се мерат од производителот на уредот со прилагодување на уредот за најдобри перформанси на секоја фреквенција на тестот во генерички тест прилог. Потоа, тест-уредот е отстранет и се користи анализатор на векторска мрежа за мерење на сложената импеданса што се враќа во мрежата што одговара, додека тие завршуваат со 50 R. Оваа постапка се спроведува за влезните и излезните мрежи за совпаѓање. Предноста на големите податоци за импеданса на сигнал е тоа што тие можат да се мерат според вистинската излезна моќност што уредот е дизајниран да ја генерира, и како такви се порепрезентативни во сценариото за засилувач на напојувањето. Забележете дека големите единечни импеданси обезбедуваат информации само за да овозможат синтетизирање на мрежа за појавување и излез за совпаѓање, тие не даваат информации за веројатно засилување, ефикасност, перформанси на бучава (доколку се релевантни) или стабилност на добиениот засилувач.

Ова е датотека се користи да ги синтетизира на внесување мрежа.

* Mrf171i1.ckt; Име на датотеката

* Блок за дефиниција на променлива, првата вредност е минимална дозволена вредност, * третата е максимално дозволена вредност, средната е променлива

Ц1:? 1PF 30.2596PF 120PF? Ц2:? 1PF 21.8507PF 120PF? Л1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; капаче на мрежна мрежа од коло 1 2 c = c1 капа 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 капа 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; отпорник на напојување пристрасност на портата еден 9 mrf171ip; референца податоци до 1 порта IPNET: 1POR 1; создадете нова мрежа од 1 порта КРАЈ ФРЕК ЧЕКОР 88MHZ 108MHZ 1MHZ КРАЈ ОПТ

* Изјава за контрола на оптимизација, му кажува на симулаторот да оптимизира помеѓу * 88 и 108 MHz и да постигне загуба на поврат на влезот поголема од * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88MHZ 108MHZ MS11 -24DB LT

КРАЈ ПОДАТОЦИ

* Дефинирајте мрежа со една порта наречена mrf171ip, повикувајќи се на серијалот со голем сигнал, еквивалентни сложени импеданси. Овие податоци се достапни на 4 * точки на фреквенција

* Дефинирајте информации за параметарот Z, реален и имагинарен формат, * референтната импеданса е 1 Ом

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z ИЗВОР 30MHZ 12.8 -3.6 100MHZ 3.1 -11.6 150MHZ 2.0 -6.5 200 MHZ 2.2 -6.0 КРАЈ

Се разбира, употребата на симулатор не дава никаква помош при изборот на топологија на колото, ниту почетни вредности за мрежните компоненти. Оваа информација доаѓа од дизајнерското искуство. Сите вредности на оптимизацијата се ограничени со максимуми и минимуми за да се оствари добиената мрежа.

Првично, беше испробана мрежа за поклопување од 3 пол, што не беше во можност да обезбеди доволно широкопојасен интернет од 20 MHz. Користењето на 5 полно коло овозможи да се постигне целта за оптимизација. Забележете дека прилагодувањето на портата 33R е вклучено во симулацијата, бидејќи ова помага во де-П влезната мрежа и ја подобрува стабилноста во финалниот засилувач.

Слична постапка беше извршена и за излезната мрежа. Во оваа симулација, напојувањето за одвод беше вклучено во симулацијата. Иако на лицето на истата, вредноста на овој задушувач не е критична, ако може да се состави премногу голема стабилност, ако стане премала, станува дел од мрежата за излезно совпаѓање, што во овој случај се сметаше дека не е пожелно .

Компонента избори

Бидејќи влезната моќност е само половина вати, во колото за појавување на влезот се користеа стандардни керамички кондензатори и тримери. L1 и L2 (повика на шематски) можеше да се направи многу помал, но се чуваа големи заради постојаност со индукторите што се користат во излезната мрежа. На излезната мрежа, беа користени метални кондензатори и миксери за компресија со мика за да се справат со напојувањето и да се сведат на минимум загубите на компонентите. Широкопојасниот задави L3 обезбедува извесна загуба на реактанса при пониски RF фреквенции, C8 се грижи за AF (аудио фреквенција) раздвојување.

Употребата на режим за подобрување на N-канал MOSFET (позитивен напон го пристрастува уредот во спроводливост) значи дека колото за пристрасност е едноставно. Потенцијален делител го отфрла потребниот напон од низок напон стабилизиран со 5.6V зенер диода. Вториот зенер од 5.6V, D2, е опремен како мерка на претпазливост за да се обезбеди прекумерен напон да не се примени на портата на FET, ова сигурно ќе резултира со уништување на уредот. Пуристите би ја стабилизирале струјата на пристрасноста во температурата, но бидејќи пристрасноста не е критична во оваа апликација, на ова не беше вознемирено.

За влезот на RF бил користен приклучок BNC, поради малата моќ на влез во RF. Користев тип N за RF излез, не користам BNC за над 5W и не сакам конектори во стилот UHF. Лично, не препорачувам да користите UHF конектори над 30MHz.

---

изградба

Засилувачот е конструиран во мала алуминиумска кутија за диекасти. Внесените и излезните RF врски се вршат со коаксијални приклучоци. Напојувањето се пренесува преку керамички кондензатор за напојување со завртки во wallидот на кутијата. Оваа конструктивна техника резултира во одлична заштитеност, спречувајќи излегување на RF зрачење од засилувачот. Без него, значителни количини на РФ зрачење може да се зрачат, мешајќи се со други чувствителни кола како што се VCO и аудио фази, исто така може да се појават значителни количини на хармонично зрачење. 

Основата на уредот за напојување се наоѓа низ исечок во подот на кутијата за диетали и е завртка директно на мала екструдирана алуминиумска ладилник. Како алтернатива, основата на електричниот уред ќе седи на подот од кутијата за диетали. Ова не се препорачува од две причини, и двете се занимаваат со обезбедување на ефективен пат за спроведување на топлина од FET. Прво, подот на диеталната кутија не е особено мазен, што резултира во лоша термичка патека. Второ, имањето на подот на диеталната кутија во термичката патека воведува повеќе механички интерфејси, а со тоа и поголема термичка отпорност. Друга предност на избраната конструктивна техника е тоа што правилно ги усогласува водите на уредот со горниот дел на плочката.

Користењето на наведената ладилник ќе бара употреба на принудно ладење на воздухот (вентилатор). Ако планирате да не користите вентилатор, ќе биде потребен многу поголем ладилник, а засилувачот треба да се монтира со перките на ладилникот за да се зголеми ладењето со природна конвекција.

Таблата за струјно коло се состои од парче влакна од стакло PCB (печатено коло) материјал обложен со 1oz Cu (бакар) од секоја страна. Јас го искористив Вејнрајт за да ги формирам јазлите на колото - ова е во основа самолепливи делови од конзервиран едностран PCB материјал, исечен во големина со силен пар странични секачи. Лесна алтернатива е да се користат парчиња едностран PCB материјал со дебелина од 1.6 mm, исечени по големина и потоа да се конзервираат. Овие се лепат на земјата со авион со лепило од цијаноакрилат (на пр. Супер лепак или Так-пак  ПФЕ 537-044). Овој метод на конструкција резултира со тоа што горната страна на ПХБ е одличен заземјен авион. Единствен исклучок од ова се двете подлошки за портата и одводот на FET. Овие се создадени со внимателно бодување на горниот слој на бакар со остар скалпел, а потоа отстранување на парчињата бакар со помош на врв за лемење со фин точка и скалпел. Вршењето на железниот врв по изолираното парче бакар го олабавува лепилото доволно за да може Cu да се излупи со скалпел. Така креираната подлога за порта е јасно видлива во фотографија на прототип

Ја направив отворот во ПХБ за да се смести основата на електричниот уред, завиткав бакарна лента низ процепот за да се приклучам на горната и долната рамнина на земјата. Ова беше направено на две места, под изворните јазичиња. Бакарната лента потоа се лемеше одозгора и одоздола.

види фотографија за предложените позиции на компонентите. Вертикалниот екран десно од куќиштето е парче двостран материјал за PCB, лемено на горната рамнина на земјата од двете страни. Ова е обид да се подобри конечното одбивање на хармонијата, со намалување на спојката помеѓу индукторите што го формираат излезното совпаѓање и индукторите што го сочинуваат LPF. За да се извршат вакви работи на лемење, ќе биде потребно железо за лемење од 60W или поголемо - по можност едно контролирано од температура. Ова железо ќе биде премногу над врвот за помалите компоненти, така што ќе биде потребно и помало железо.

Како што е споменато подолу, LPF намотки се лемење директно на јазичиња на метал пресвлечени кондензатори.

Препорачан груб и подготвени Градежни постапка

1. Отсече парче на двострани ПХБ материјал за главниот одбор (приближно 100 х 85mm)
2. Создадете отвор за FET, користејќи избор на вежби и датотеки. Користете го FET како образец, доколку е потребно, но не го кревајте во воздух со статички. Бидете сигурни дека ќе завршите со мозоци од десната страна.
3. Вежба шест дупки во PCB, овие се да се одржи на ПХБ на кутијата шасија
4. Место на ПХБ во полето и го користат дупки во ПХБ да се вежба низ кутија
5. Привремено завртка на PCB на кутијата
6. Работете каде ќе оди ладилникот, под кутијата Уредот треба да заврши кон центарот на ладилникот. Или, дупчете уште неколку дупки низ целиот дел и повторно користете некои од постојните дупки за PCB / кутии и продолжете ги низ ладилникот. Привремено зашрафете го ладилникот на склопот на ПХБ / кутија. Кога ќе погледнете во горниот дел од кутијата, сега треба да видите откриено парче ладилник, со иста големина како и основата на FET.
7. Опрема себе некои статички заштита (ако имаш стар разнесени-up уред или уред биполарно во ист пакет вие не ќе мора да се мачам со ова) и пуштете го уредот во отворот во одборот.
8. Користење на FET да им даде ви даде центар позициите на своите 'монтажа дупки
9. Повторно однесете сè на битови. Направете две дупки во ладилникот за FET
10. Дупчат дупки во двата краја од кутијата за RF конектори и feedthrough кондензатор
11. Калап на ПХБ, горниот и долниот дел, со големо железо. Користете само доволно лемење за да добиете мазна завршница, но не премногу за да создадете подигнати површини на лемење, особено на дното, бидејќи тие ќе спречат PCB да седи рамно на подот од кутијата.
12. Создаде два острови за FET портата и одвод, како што е наведено во погоре став
13. Лемење бакар лента помеѓу врвот и на дното лицата на ПХБ под каде изворот јазичиња ќе бидат
14. Создаде ПХБ острови, калај нив, се држиме на ПХБ со користење на фотографија како водич
15. Се создаде и да ги собере на екранот меѓу засилувач и LPF области
16. Одговара на сите останатите ПХБ компоненти, со исклучок на FET
17. Одговара на ПХБ со кутија и heatsink
18. Одговара на и да се поврзете и RF конектори и повластени преку кондензатор
19. Повторно преземајќи антистатички мерки на претпазливост, ставете го најтенкиот можен континуиран филм од пастата за пренос на топлина на основата на FET. Ова може погодно да се направи со дрвен коктел стап
20. Свиткајте ги последните 2мм од секоја предност на FET. Ова ќе го олесни отстранувањето, доколку се појави потреба
21. Зашрафете го FET на ладилникот. Премногу лабав и уредот ќе се загрее премногу, премногу затегнат и ќе ја искривите прирабницата на уредот и уште еднаш ќе се прегрее. Ако имате шрафцигер за вртежен момент, побарајте го препорачаниот вртежен момент и користете го. 
22. Ако правилно сте ги разбрале упатствата, табулаторите на уредот ќе бидат фракционо над PCB Лемете го FET со големото железо, прво изворите, потоа одводот, конечно портата. Можеби ќе мора да ги исклучите L4 и L5 додека го поставувате FET, но не исклучувајте R3 бидејќи ова обезбедува статичка заштита за уредот.

Шематски

Делови Листа

забелешки

1. Farnell Дел броеви се за само водич - други еквивалентни делови може да се замени.
2. Метал пресвлечени кондензатори се или Semco Серија MCM, серија Unelco J101, Андервуд, или Арко MCJ-101 серија достапни од, меѓу другите места, RF Делови.
3. MRF171A достапни од BFI (Велика Британија), Ричардсон or RF Делови (US)
4. Арко или Sprague тримери се достапни од Комуникација Концепти (US)
5. 18 SWG (стандардна жица мерач) е приближно 1.2mm дијаметар
6. 22 SWG (стандардна жица мерач) е приближно 0.7mm дијаметар
7. За да ги направите индукторите - ветерете го потребниот број на вртења околу соодветната големина, првично користете едно проредче со дијаметар на жицата помеѓу секој свиок. Потоа повлечете ги кривините за да ја добиете должината потребна во табелата со список со делови. Конечно проверете ја вредноста користејќи мрежен анализатор и прилагодете се соодветно.
8. Исклучок на горенаведените празно правило е L4, што е блиску рана.
9. Бакарна фолија е на располагање од занаетчиски работилници (кој се користи во витраж одлуки)
10. А / Р = како што се бара

Фотографија на прототип засилувач

Имајте на ум ориентација на FET. Водството со коса црта е на мозоци, и е десно

---

Филтер за ниски фреквенции за тестирање

Каква било моќ RF засилувач мора да биде проследено со Филтер за ниски фреквенции (LPF) да се намали хармоници до прифатливо ниво. Кое е ова ниво во нелиценцирана апликација е спорна точка, но како што се зголемува излезната моќност, мора да се посвети поголемо внимание на потиснувањето на хармонијата. На пример, 3-та хармонија од -30dBc на единица 1W е 1uW, што е малку веројатно да предизвика пречки, додека 30-та сузбивање на хармонијата од -3dBc на излез од 1KW резултира со 1W моќност на третата хармонија што е потенцијално проблематично. Така и за апсолутна ниво на хармоници радијација во вториот пример да биде ист како прв, ние сега треба да ги потисне на трети хармоници од 60dBc.

Во овој дизајн донесов одлука да имплементирам филтер за ниско поминување на Чебишев со 7 пола. Чебишев беше избран бидејќи бранот во фаза и амплитудата во опсегот не беше критичен, а Чебишев дава подобро слабеење на запрениот опсег отколку во споредба со да речеме, Батерворт. Дизајнерската лента за запирање беше избрана на 113MHz, давајќи им маргина на имплементација од 5MHz од највисоката посакувана фреквенција на опсегот на опсег од 108MHz и почеток на лентата за застанување на 113MHz. Следниот критичен параметар на дизајнирање беше бранот на пропусната лента. За еден дизајн на фреквенција, вообичаена практика е да изберете голема бран за поминување, на пример, 1dB и да го прилагодите врвот на последната максимална опсег со посакуваната излезна фреквенција. Ова го дава најдоброто слабеење на лентата за застанување затоа што поголемо бранување на опсегот резултира со побрзо слабеење на стоп-лентата. Седум пол филтер има 7 реактивни елементи, во овој дизајн четири кондензатори и три индуктори. Колку повеќе столбови, толку подобро е слабеењето на стоп-лентата, за сметка на зголемената сложеност и поголема загуба на вметнување на лентата за минување. Потребен е непарен број на столбови бидејќи и влезната и излезната импеданса беа дизајнирани да бидат 50R.

Бидејќи овој дизајн е со широкопојасен опсег, ова го ограничува бранот на пропусната лента на ниво така што загубата на враќање на опсегот не станува ужасна. Користење на одличната алатка за дизајнирање на филтерот за споделување на Faisyn (достапна од FaiSyn RF дизајн Софтверски Главна страница) дозволува лесно да се испитаат овие размени, и јас се согласив со бран за минување од 0.02 dB. Оваа програма исто така ги пресметува вредностите на филтрите за вас и излегува од нет-листа во формат погоден за внесување во најпопуларните симулатори за линеарно коло. Со 7 столба, изборот беше достапен да се користат 4 кондензатори и 3 индуктори или 3 кондензатори и 4 индуктори. Го избрав првиот, со образложение дека резултира со една компонента помалку за ветер. Вредностите на кондензаторот дадени од фајсиновата програма беа испитани за да се провери дали се близу до претпочитаната вредност, каква што беа. Ако тие паднаа помеѓу преферираните вредности, опциите ќе вклучуваа паралелизирање на два кондензатори заедно, што непотребно го зголемува бројот на компоненти или суптилно изменување на фреквенцијата на запрената лента и бранот на опсегот за да се добие попосакуван сет на вредности.

За спроведување на филтерот, решив да го користите стандардни димензии метал пресвлечени кондензатори направени од страна на Unelco или Semco. Индукторите беа изработени од конзервирана бакарна жица од 18 SWG (стандарден мерач на жица). Според моето искуство, има малку што да се добие од користењето на сребрена бакарна жица. Индукторите беа формирани околу центарот на стандардот RS or Farnell tweaking алатка (ПФЕ 145-507) - ова има дијаметар од 0.25 инчи, 6.35 мм. Во спротивно користете вежба за соодветни димензии. Надворешните два индуктори беа намотани во насока на стрелките на часовникот, а внатрешните беа завртени спротивно од стрелките на часовникот. Ова е обид да се намали меѓусебната индуктивна спојка меѓу индукторите, со што се деградира слабеењето на лентата за застанување. Од истата причина, индукторите се распоредени на 90 ° едни на други, наместо сите во права линија. Индукторите се залемени директно на јазичињата на кондензаторите со метална обвивка. Ова ги сведува загубите на минимум. Внимателно конструираниот филтер од овој тип може да покаже загуба на вметнување на пропусен опсег поголема од 0.2 dB. Еве ги резултатите од тестот за прототипната единица.

Познавајќи ги потребните вредности за индукторите, направив едуцирана претпоставка заснована врз основа на искуството за тоа колку вртења барав, а потоа користев правилно калибриран анализатор на мрежни РФ за да ја измерам индуктивноста на индукторот што го создадов. Ова е далеку најточен начин да се одреди вредноста на индуктивностите со мала вредност, бидејќи мерењето може да се изврши според реалната работна фреквенција на филтерот. Откако ја измеривте вредноста и соодветно ги прилагодивте индуктивностите, треба да откриете дека кога е изграден целосниот филтер, потребно е изненадувачки мало прилагодување за да се финализира подесувањето на филтерот.

Најдобар начин за прилагодување на овој филтер е да се минимизира загубата на враќање на влезниот опсег со употреба на мрежен анализатор. Со минимизирање на загубата на враќање на влезот ќе ги минимизирате загубите на преносот на опсегот и бранот на пропусната лента. На 20MHz век графиконот покажува дека остварив загуба на враќање на опсегот од -18dB. Ако немате мрежен анализатор, работите се малку посложени. Ако само се наместите за фреквенција на место, поставете RF извор на напојување за да се вози во филтерот преку насочен мерач на напојување. Филтерот е завршен со добро оптоварување 50R. Сега следете ја рефлектираната моќност што се враќа од филтерот и прилагодете го филтерот за да ја минимизирате рефлектираната моќност. Ако сакате перформанси со широкопојасен опсег, ќе мора да се обидете и направете го ова на пример, три фреквенции, долна, средна и горната страна на опсегот. Алтернативно, ако успеавте да ги измерите индукторите доволно добро со други средства, можете само да го соберете филтерот и да го оставите на тоа, без понатамошно прилагодување.

Откако се наместивме за минимална загуба на враќање на опсегот, слабеењето на лентата за запре се грижи за себе, не треба да се прилагодувате за тоа бидејќи ќе ја збркате загубата за вметнување на опсегот. На 200MHz век графиконот покажува дека успеав 36dB отфрлање на 2-та хармонија од 88MHz, што е најлошото. Осврнувајќи се на 600MHz век графикон покажува 3rd хармониците на 88MHz потиснати од-55dB, и повисок ред за износ поголем од овој.

Засилувач за тестирање

Користев мрежен анализатор HP 8714C за да го наместам овој засилувач. Без пристап до мрежен анализатор, треба да бидете исклучително инвентивни за да ги прилагодите перформансите на широкопојасен интернет. Откако ја наместивме LPF, следната работа е да поставите пристрасност за FET. Направете го ова со анализатор на спектар поврзан на излезот (преку соодветен износ на слабеењето, барем 40dB) за следење на лажни осцилации. Поврзете добро оптоварување 50R со влезот и поврзете стабилизиран PSU (единица за напојување) со ограничување на струјата поставено на 200mA.

Поставете ги сите тримери во центарот на нивниот опсег. Со специфицирани минијатурни керамички машини за сечење, кога метализацијата на половина Месечина на горната плоча на машината е целосно порамнета со рамната површина на телото на машината, машината е со максимален капацитет. Завртете 180 ° од тука за минимален капацитет. Поставете R1 за минимален напон (експериментирајте пред да го поставите FET ако не знаете на кој начин е ова). Полека зголемете го напонот на напојување од 0V до + 28V. Единствената извлечена струја треба да биде онаа што ја зема колото на пристрасност, околу 14mA. Сега прилагодете го R1 за да додадете 100mA на таа бројка. Не треба да има ненадејни чекори во струјата преземена од ПСУ. Ако има, засилувачот скоро сигурно осцилира.

Ако сè е во ред, исклучете се. Калибрирајте го мрежниот анализатор. На HP 8714C за оваа апликација, јас го нормализирам S11 во отворено коло и направам калибрација преку S21 со 40dB слабеење во линија. Очигледно, пригушувачите што се користат мора да бидат оценети за најмалку 50W RF на VHF фреквенции.

Сега животот станува малку комплициран. Нормално, би препорачал да ја разгледате комбинацијата на засилувач и LPF, но бидејќи точката на прекин на LPF е само 5MHz над посакуваната опсег на засилувачот, тоа го прави невозможно да се види обликот на одговор на засилувачот, ако се случи да биде нагоре од 108MHz . Поради оваа причина, го направив првичното подесување на засилувачот со бајпасот на LPF, што ми овозможи да го поставам мрежниот распон на анализаторот доволно широк за да видам каде е одговорот на засилувачот.

Со 0dBm на дискот, tweak далеку да се добие околу 15dB на добивка и подобро од 10dB на повратните загуби низ 88 да 108 MHz (мал сигнал добивка заговор, Пин = 0 dBm) Сега погонете го погонот до засилувачот, соодветно повлечете ја тековната граница. 'Llе забележите дека како што го зголемувате RF-погонот, добивката ќе се зголеми и загубата на повратниот влез ќе се подобри. Ова однесување е последица на пристрасно пристрасност кон FET, релативно лесно. Можете да ги пристрасните оревите од FET и да ги пристрасните на, да речеме 0.5А, ова ќе ви донесе поголема добивка на пониски нивоа на погон. За нормални апликации препорачувам да користите пониска пристрасност. Голема пристрасност при мали излезни нивоа ќе ја намали ефикасноста на DC до RF.

Сега ќе треба да го ладите засилувачот со вентилатор, освен ако не сте го поставиле огромна ладилник. Со HP 8714C можете да добиете извор на енергија + 20dBm (тоа е она што го вели на екранот, всушност е помалку од тоа) (среден сигнал добивка заговор, Пин = + 20 dBm) Со ова ниво на погон, сега можете да прилагодите на добивка и загуба на поврат од 18 до 20 dB подобро од 15dB. Во овој момент, повторно ќе го поврзам LPF и ќе го стесните мрежниот распон на анализаторот на 20MHz со центар на 98MHz. Возењето на засилувачот над 108MHz при напојување во LPF сигурно не се препорачува. Пред да се занесете, префрлете се на CW (најдобро е да го издолжите чистењето на метежот на неколку секунди на CW за да не бидете збунети од анализаторите за враќање назад) и погледнете го излезот на анализаторот на спектарот. Излезот треба да биде чист како управувано снег, не заборавајте да проверите дали излезот е на фреквенцијата со која го возбудувате засилувачот, ако не, ќе гледате ужасна осцилација во опсегот.

За конечно подесување на плошноста на напојувањето, бидејќи имав пристап до паметна RF лабораторија со сè што може да ви биде потребно (како и да е, за тест опрема), користев широкопојасен засилувач Mini-Circuits ZHL-42W за да го зголемам излезот на мрежниот анализатор за да овозможам јас да ги прилагодувам одговорите за засилување на засилувачите рамно на целосна излезна моќност. Заплетот за конечна добивка беше земен со соодветно поставување на изворната моќност, а потоа и преку калибрација со засилувачот на мини-кола и слабеењето на напојувањето во линија. Ова ми овозможи да исцртам само добивка на засилувачот на моќност. Потоа се префрлив на бавно метење и користев калибриран мерач на моќност RF за прецизно мерење на излезната моќност на RF. Познавањето на излезната моќност и добивката на RF точно ми овозможи да ја пресметам влезната моќност на засилувачот на напојувањето. Овој заговор покажува дека добивката на енергија е засенчена под 20dB и околу 0.3dB рамна низ опсегот (голем сигнал добивка заговор, Пин = + 26.8 dBm) Во врска со подесувањето на плошноста, треба да се провери ефикасноста. Успеав минимум 60% на 88MHz на 40W надвор, подобрувајќи се со поголема моќност на излезот. Јас би рекол дека добрата ефикасност е поважна од добрата плошност. Од гледна точка на слушателите, разликата помеѓу излезот од 35W и 45W е занемарлива, но работењето на помала моќност со добра ефикасност значи дека FET ќе работи поладно, ќе трае подолго и ќе биде поотпорно на услови на грешка, како што е високиот VSWR.

Која излезна моќност ќе изберете конечно да ја стартувате, зависи од вас, MRF171A со задоволство ќе работи најмалку 45W и веројатно многу повеќе, иако не го препорачувам. Околу 40 до 45W има многу - видете Како да се сочува вашиот Финале RF моќ Уред арно за повеќе информации.

Засилувач Резултати

Ниту една хармоника не може да се измери на излезот од засилувачот до подот на бучавата од -70dBc. Ова е очекувано, бидејќи брзата истрага ги покажа суровите хармоници на засилувачот пред LPF на околу -40dBc. Филтерот веќе е докажано дека има минимално 2-то хармонично потиснување од -35dBc. Не беа видливи лажни излези.

Не беа направени формални мерења со лоши излезни VSWR. Јас случајно го активирав засилувачот со целосна моќност во отворено коло неколку секунди, и тој не се крена во воздух. Користењето на PSU со внимателно поставена граница на струја ќе помогне да се спречи засилувачот да направи нешто глупаво под овие услови.

---

апликација

Како пример на барање за овој засилувач јас се користи на Емитува Магацински 1W ФМ LCD PLL exciter да се вози засилувачот со широкопојасен интернет 40W. За да избегнам модификација на единицата за магацин за радиодифузија, користев лабораториска подлога 3dB BNC помеѓу побудувачот и засилувачот на напојувањето, за да го обезбедам вистинското ниво на погонот на засилувачот. Возбудувачот беше програмиран за три различни фреквенции, на секоја фреквенција измерена излезна моќност и потрошувачка на струја, овозможувајќи да се пресмета ефикасноста на DC до RF.

Моќ засилувач напон = 28V
Exciter напон = 14.0V, exciter моменталната потрошувачка = 200 mA, прибл.

Возбудувачот на Broadcast Warehouse вклучува надворешен блок за исклучување RF, што се користи за време на репрограмирање на PLL, така што RF не се создава додека не се врати заклучувањето на фреквенцијата. Кога РФ-исклучувањето на возбудувачите беше активно, излезот на засилувачот беше слично намален - т.е. засилувачот остана стабилен.

---

Заклучок

Јас демонстрирав засилувач со широкопојасен интернет, штом еднаш се намести, не бара понатамошно прилагодување за да се покрие опсегот на емитување FM од 87.5 до 108MHz. Дизајнот користи најсовремен MOSFET кој обезбедува скоро 20dB добивка со една фаза, има добра ефикасност од DC до RF, мал број на компоненти и е едноставен за градење. Цената на деловите не треба да надминува 50 фунти, FET користени во прототипот чинат помалку од 25 фунти

Ако овој засилувач се користи со широкопојасен exciter и антена, како резултат на комбинација овозможува на корисникот да се префрлат пренесување на фреквенција по волја без корекција е потребно во секој случај во пренесува синџир.

Засилувач бара фер степен на RF моќ искуство да мелодија, и пристап до професионални RF опрема за тестирање

---

Идна работа

• Изградба на дополнителни единици за да се процени повторливост
• Дизајн печатени коло
• Подобрување на стабилноста под лоши влез Несогласување услови
• Намалување на променливата компонента брои
• Истражуваат различни FET пристрасност струја за да ја менувате засилувач добие

 

---

Придонесе

Објавено од Уникатен Електроника (Вуди и Alpy)
„Еве PCB за MRF171A, 45 вати мосфет, на вашата страница.
Датотеката е во формат bmp. Користете ласерски филм и ласерски печатач, тој ќе отпечати до големината. "

MRF171A_1_colour.bmp (14 kb)

Нашите други производи:

Професионален систем за заштита од гром за Tower	Пакет опрема за професионална FM радио станица	FMUSER FU-1000C 1000W FM предавател со USB аудио влезен интерфејс
Пакет за радио емитување FMUSER 200W FM	Хотелски IPTV решение	FMUSER FSN-1000T V5.0 1KW FM радио-предавател